飞机电源系统专业课程设计.doc

《飞机电源系统专业课程设计.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《飞机电源系统专业课程设计.doc（19页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、飞机电源系统课程设计脉冲调频式（PFW）飞机交流发电机电压调节器 成员： 黄 凯 康 琦 李言涛 刘健钧 刘 帅 卢毅航 马昕鹏 目录一：任务提出 1 二：设计方案 2.1工作原理 2.2比较电路 2.3振荡电路 2.4功率放大 三：调压器工作过程 四：设计综述 一 任务提出：设计题目：脉冲调频式（PFM）飞机交流发电机电压调节器设计二设计内容：（1） 熟悉晶体管调压器工作原理，给出脉冲调频式电压调节器原理框图。（2） 测量比较电路设计（电路图、工作原理）（3） 振荡电路设计（电路图、工作原理）（4） 功率放大电路设计（电路图、工作原理）三：设计规定：调压系统应具备抗干扰能力强、调压精度高特点

2、，可为各种航空交流发电机电压自动调节工程实现提供参照。一：晶体晶体管管调压工作原理 晶体晶体管管调压是以大功率晶体管或场效应管作为开关原件，控制交流励磁机平均励磁电流，以达到调节电压目。如图所示，图中大功率晶体管BG串联在激磁机激磁线圈Wjj电路中，用来控制激磁机激磁电流。通过设立晶体管基级电压大小，使其工作在开关状态，等效电路如图(b)示。 晶体管调压器控制方式有两种，脉冲调宽（Pulse Width Modulation,PWM）和脉冲调频式（Pules Frequence Modulation,PFM）。当前重要采用是脉冲调宽式，但脉冲调频拥有更高稳定性，因此在这简介脉冲调频式电压调节器

3、。 依照功率管导通和截止期间电压平衡方程可解出 i on 、i of 表达式，从而可求得在一种工作周期内，激磁电流平均值为： 式中，为大功率管导通比，其表达式为： =t1/(t1+t2)=t1/T 在功率管控制下，激磁电流平均值 I jj与功率管导通比成正比。只要使功率管导通比随发电机工作状态变化而作相应变化，就可以控制激磁机激磁电流，从而使发电机端电压在一定范畴内可调。而变化导通比办法有两种，一是变化其分子，保持工作周期不变；一是变化其分母，保持分子不变。这两种办法相应着电压调节器两种基本形式，即脉冲调宽式电压调节和脉冲调频式电压调节。 因此调宽电路是保证T（t1+t2)不变，变化t1调节输

4、出电压。 调频电路则是保证t1不变，变化t2时间长短来调节输出电压。 脉冲调频式电压调节器总体设计方案如图所示。 重要由测量比较电路、振荡器、脉冲发生器和功率放大电路构成。 测量比较电路实时敏感发电机输出电压 U F ，并与额定电压进行比较，输出电压 U 与发电机电压偏差成正比，该电压输入振荡器，振荡器振荡频率与电压 U 成正比，振荡器输出经脉冲发生器得到一列宽度 t 1 相等而频率与电压 U成正比脉冲波。这些脉冲波控制功率放大电路中大功率晶体管导通比，以调节发电机激磁电流，从而达到调节发电机输出电压目。二测量比较电路设计 测量比较电路由降压变压器、整流器和比较电桥构成，其原理电路如图所示。三

5、项交流电通过6个二极管整流成为直流电以便比较，即在D可以获得三项交流电平均电压等效直流电。电阻W可以并联一种滤波电容。在A,B电压UAB是W上可调某些电压与DZ稳压二极管电压差。从而获得三项电路电压变化状况。 依照交流发电机线电压向量图与三相桥式整流器输出电压波形，可推导出三相全波流电路输出电压平均值为： 由式(3)可知，整流器输出电压 U zp 与三相线电压平均值成正比，调压器按三相电压平均值进行调节。采用该调节方式，只保证三相电压平均值基本不变。若三相负载不平衡，则各相电压不同，特别是当某一相发生短路时，其他两相电压势必过高，这是此种调节方式局限性所在。实际工程中，由于正常相相电压高出额定

6、电压数值比固定相电压调节时小得多，因而对用电设备危害限度也相对较小。为了弥补按三相电压平均值进行调压局限性，故障状态时可设立最高相电压敏感电路限制最高相电压。三：振荡电路设计 脉冲调频式电压调节器设计核心在于设计振荡器，并使其振荡频率与偏差电压 U 成正比。本文采用LM331线性集成电路(VOC)作为核心器件 3 完毕振荡电路设计， 图是由 LM331 构成电压频率变换电路。外接电阻 Rt 、Ct和定期比较器、复零晶体管、R-S触发器电压-频率变换器工作原理等构成单稳定期电路。当输入端Vi+输入一正电压时,输入比较器输出高电平,使R-S触发器置位,Q输出高电平,输出驱动管导通,输出端fo为逻辑

7、低电平,同步,电流开关打向右边,电流源IR 对电容CL充电。此时由于复零晶体管截止,电源 Vcc 也通过电阻 Rt 对电容 Ct 充电。当电容 Ct 两端充电电压不不大于 Vcc 2/3 时,定期比较器输出一高电平，使 R-S 触发器复位,Q 输出低电平,输出驱动管截止,输出端 fo 为逻辑高电平,同步,复零晶体管导通,电容 Ct 通过复零晶体管迅速放电;电流开关打向左边,电容 CL 对电阻 RL放电。当电容CL放电电压等于输入电压 Vi 时,输入比较器再次输出高电平,使R-S触发器置位,如此重复循环,构成自激振荡。 右图画出了电容 Ct、CL 充放电和输出脉冲 f0 波形。设电容 CL 充电

8、时间为 t1,放电时间为 t2,则依照电容 CL 上电荷平衡原理,咱们有:(IR-VL/RL)t1=t2VL/RL上图为电容充放电输出波形图：从上式可得:f0=1/(t1+t2)=VL/(RLIRt1) 事实上,该电路VL在很少范畴内(大概10mV)波动,因而，可以为VL=Vi,故上式可以表达为:f0=Vi/(RLIRt1)可见,输出脉冲频率f0 与输入电压 Vi成正比,从而实现了电压-频率变换。式中IR由内部基准电压源供应1.90V参照电压和外接电阻Rs决定,IR=1.90/Rs,变化 Rs 值,可调节电路转换增益,t1 由定期元件 Rt 和 Ct 决定,其关系是：t1=1.1RtCt，典型

9、值Rt=6.8k,Ct=0.01µF,t1 =7.5µs。由 f0=Vi/(RLIRt)可知,电阻 Rs、RL、Rt 和电容 Ct 直接影响转换成果 f0,因而对元件精度要有一定规定,可依照转换精度恰当选取。电容CL 对转换成果虽然没有直接影响。但应选取漏电流小电容器。电阻 R1 和电容 C1 构成低通滤波器，可减少输入电压中干扰脉冲，有助于提高转换精度。所设计原理电路如图4所示。结合芯片内部电路，该振荡电路运用比较器将7脚输入正电压 V IN 与6脚电压 V X 进行比较。若 V IN V X ，则比较器处在单触发工作状态。该状态下触发器输出接到逻辑输出某些，即开集电

10、极晶体管与开关构成电流源 I ，在周期T 期间，逻辑输出低电平，同步电流从电流源流出。若过了单触发器周期 T ，逻辑输出变为高电平，没有从电流源流出电流，这时电流源结束对RL-CL充电电路供应电荷 Q ( Q = I0*T )。若 Q 使电压 V X 增大，比较器再次工作在单触发器工作状态，电流源再次对RL-CL充电电路供应 Q ，这个过程持续到 V X V IN 。若 V X V IN ，电流源断开，则 V X下降直至 V X = V IN ，该动作延续1个周期。这样 V / F 转换器以稳定状态不断重复振荡，并且为保持 V X V IN ，电流源以足够迅速度为电容供应电荷，因而，电容CL放

11、电速率与 V X / R x 成比例，即电路工作频率与输入电压成比例。图中， R s 为基准电流设定电阻，其阻值设为14k，这时，充电电流约为140A，相应转换频率 f o = 0.486Rs V IN /（RB R0 C0） (kHz/V)，式中， R0 C0为输出脉冲宽度时间常数。测量比较电路输出信号，经差动放大电路放大，作为振荡电路输入信号。该信号电压也许为正，也也许为负。为满足 V / F 转换器只对正电压响应规定，运用 R 1 、R 2 、R 3 和稳压电源E构成分压电路，使V/F转换器输入电压始终为正。由于输入电压较大或较小时，比较器失调电压会引起输出误差，因而，综合考虑各种误差影

12、响，将其输入电压调节在16V之间，其大小由 V = E -( E - V IN ) R 1 / ( R 1 + R 2 )决定，与输入电压成比例。四.功率放大电路设计 功率放大电路采用LM386集成芯片进行设计，该芯片具备自身功耗低、电压增益可调节、电源电压范畴大、外接元件少和总谐波失真小等长处。所设计电压增益最大电路。 LM386是一种音频集成功放，具备自身功耗低、更新内链增益可调节、电源电压范畴大、外接元件少和总谐波失真小等长处功率放大器。 2脚为反相输入端，3脚为同相输入端，电路采用单电源供电引脚6和4分别为电源和地，输出端(引脚5)外接茹贝尔网络输出，与芯片内部晶体管T 2 发射极相连

13、，形成反馈通路，并与内部两电阻( R 5 和 R 6 )构成反馈网络，引入了深度电压串联负反馈使整个电路具备稳定电压增益。引脚1和8为电压增益设定端，引脚7和地之间接旁路电容，其值为10F。调压器工作过程将上述各模块电路进行交联，可得到基于集成电路设计脉冲调频式电压调节器总原理电路。工作过程如下：发电机负载电流减小时，发电机电压升高，经变压器降压、三相全波整流滤波和桥路分压后，测量比较电路输出电压 U AB 升高。该电压通过一种比例积分式运算放大器，加到图4所示电阻 R 2 和 R 3 之间，输出信号经分压电阻 R 1 R 3 成比例转换成正电压 V IN 送到LM331脚7，LM331内部通

14、过比较 V IN 和 V X 大小来控制震荡频率。电容 C L 放电速率与 V X / R x 成比例，也就变成了电路工作频率与输入电压成比例。UAB越大， V IN 越大，则频率越高。频率越高，在宽度一定状况下，经LM386功率放大电路使交流激磁机激磁线圈导通比减小，因此交流激磁机激磁电流 I jj 减小，而发电机激磁电流 I j 与 I jj 成正比，因而， I j 减小，发电机输出电压减少，从而使发电机输出电压稳定在额定范畴内，完毕调压功能。 若负载电流增大，则 U AB 越小，V IN 越小，则频率越低。频率越低，在宽度一定状况下，经LM386功率放大电路使交流激磁机激磁线圈导通比增大

15、，因此交流激磁机激磁电流I jj 增大，因而， I j 增大，发电机输出电压升高，完毕电压调节功能。 当发电机负载电流不变时，测量比较电路输出电压为0，功率放大电路输出脉冲信号频率不变，因此发电机激磁电流不变，发电机输出电压保持不变。 设计综述运用飞机交流电源系统实验平台，与某型三级式航空交流发电机进行对接调试，实验成果表白调节器可以长时间稳定可靠工作，达到稳定发电机输出电压规定。调压精度稳定在 U 额定 0.5V内。运用Multisim仿真工具 6 ，得到测量比较电路和振荡器电路在发电机电压变化时输出波形如图6所示。图6中，图6(a)相应发电机电压为额定电压时波形；在负载变化引起发电机电压变

16、化时，振荡电路输出波形也随之发生变化。负载增大，发电机电压减小，在输出脉冲宽度一定状况下，工作周期变窄，如图6(c)所示)，由式(2)可知，末级大功率晶体管通比增大，交流激磁机激磁电流 I jj 增大，由于交流激磁机电流放大器特性，交流发电机激磁电流 I j 增大，从而使发电机输出电压升高达到调节交流发电机电压输出目；当负载减小时，发电机电压升高，激磁绕组工作周期变长，如图6(b)所示，减小， I j 减小，与上述调压过程相反，满足了电压调节规定。参照文献：1 卢建华 吴晓男 曲东才 一种脉冲调频式飞机交流发电机电压调节器设计研究2 稻叶保日,何希才,尤克译.震荡电路设计与运用M.北京:科学出版社,3高光天 V/F与F/V转换器应用指南 微计算机信息 1995.3