控制关键技术专业资料.doc

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1、PWM控制技术重要内容：PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法，PWM逆变电路谐波分析，PWM整流电路。重点：PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法。难点：PWM波形生成办法，PWM逆变电路谐波分析。基本规定：掌握PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法，理解PWM逆变电路谐波分析，理解跟踪型PWM逆变电路，理解PWM整流电路。PWM（Pulse Width Modulation）控制脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。第3、4章已涉及这方面内容:第3章：直流斩波电路采用，第4章有两处： 4.1节斩控式交流调压电路

2、，4.4节矩阵式变频电路。本章内容PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用逆变电路绝大某些是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中应用，才拟定了它在电力电子技术中重要地位。本章重要以逆变电路为控制对象来简介PWM控制技术，也简介PWM整流电路1 PWM控制基本原理理论基本：冲量相等而形状不同窄脉冲加在具备惯性环节上时，其效果基本相似。冲量指窄脉冲面积。效果基本相似，是指环节输出响应波形基本相似。低频段非常接近，仅在高频段略有差别。图6-1 形状不同而冲量相似各种窄脉冲面积等效原理：分别将如图6-1所示电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图6-2a所示。其输出电流i(t)对不同

3、窄脉冲时响应波形如图6-2b所示。从波形可以看出，在i(t)上升段，i(t)形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相似。脉冲越窄，各i(t)响应波形差别也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性。用傅里叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段特性将非常接近，仅在高频段有所不同。图6-2 冲量相似各种窄脉冲响应波形用一系列等幅不等宽脉冲来代替一种正弦半波，正弦半波N等分，当作N个相连脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重叠，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。SPWM波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效PWM波形。图6-3 用PWM波代替正弦半波

4、要变化等效输出正弦波幅值，按同一比例变化各脉冲宽度即可。等幅PWM波和不等幅PWM波：由直流电源产生PWM波普通是等幅PWM波，如直流斩波电路及本章重要简介PWM逆变电路，6.4节PWM整流电路。输入电源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1节讲述斩控式交流调压电路，4.4节矩阵式变频电路。基于面积等效原理，本质是相似。PWM电流波：电流型逆变电路进行PWM控制，得到就是PWM电流波。PWM波形可等效各种波形：直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形，还可以等效成其她所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相似，也基于等效面积原理。2 PWM逆变电路及其控制办法当

5、前中小功率逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要应用场合。本节内容构成了本章主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，当前实用几乎都是电压型。（1）计算法和调制法1、计算法依照正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，精确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件通断，就可得到所需PWM波形。缺陷：繁琐，当输出正弦波频率、幅值或相位变化时，成果都要变化2、调制法输出波形作调制信号，进行调制得到盼望PWM波；普通采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正

6、比于信号波幅值脉冲，符合PWM规定。调制信号波为正弦波时，得到就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其她所需波形时，也能得到等效PWM波。结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行阐明：设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。控制规律：uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V1和V4导通时，uo等于Ud，V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0，负载电流为负区间，io为负，事实上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud，V4断，V3通后，io从V3和VD1续流，uo=0

7、，uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。图6-4 单相桥式PWM逆变电路单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：在ur和uc交点时刻控制IGBT通断。ur正半周，V1保持通，V2保持断，当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud，当uruc时使V4断，V3通，uo=0。ur负半周，V1保持断，V2保持通，当uruc时使V3断，V4通，uo=0，虚线uof表达uo基波分量。波形见图6-5。图6-5 单极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式（单相桥逆变）：在ur半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负。在ur

8、一周期内，输出PWM波只有Ud两种电平，仍在调制信号ur和载波信号uc交点控制器件通断。ur正负半周，对各开关器件控制规律相似，当ur uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通， uo=Ud，当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号，如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud。波形见图6-6。单相桥式电路既可采用单极性调制，也可采用双极性调制。图6-6 双极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式（三相桥逆变）：见图6-7。三相PWM控制公用uc，三相调制信号urU、urV和urW依次相差120。U相控制规律：当urU

9、uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=Ud/2，当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2；当给V1(V4)加导通信号时，也许是V1(V4)导通，也也许是VD1(VD4)导通。uUN、 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路uVN和uWNPWM波形只有Ud/2两种电平，uUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。波形见图6-8。输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成，负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平构成。图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形防直通死区时

10、间：同一相上下两臂驱动信号互补，为防止上下臂直通导致短路，留一小段上下臂都施加关断信号死区时间。死区时间长短重要由器件关断时间决定。死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)：计算法中一种较有代表性办法，图6-9。输出电压半周期内，器件通、断各3次（不涉及0和），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。一方面，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即： (6-1)图6-9 特定谐波消去法输出PWM波形另一方面，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内先后1/4周期以/

11、2为轴线对称。 (6-2)四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表达为： (6-3)式中，an为 图6-9，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。该波形an为 (6-4)式中n=1,3,5,拟定a1值，再令两个不同an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3。消去两种特定频率谐波：在三相对称电路线电压中，相电压所含3次谐波互相抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程： (6-5)给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应变化。普通，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一种控制基波幅值，可消去k1个频率特定谐波，k

12、越大，开关时刻计算越复杂。除计算法和调制法外，尚有跟踪控制办法，在6.3节简介（2）异步调制和同步调制载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr。依照载波和信号波与否同步及载波比变化状况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：1、异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步调制方式。普通保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化。在信号波半周期内，PWM波脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期脉冲不对称，半周期内先后1/4周期脉冲也不对称。当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内脉冲数减少，PWM脉冲不对称影响就变

13、大。因而，在采用异步调制方式时，但愿采用较高载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大载波比。2、同步调制同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相，公用一种三角波载波，且取N为3整数倍，使三相输出对称。为使一相PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。当N=9时同步调制三相PWM波形如图6-10所示。fr很低时，fc也很低，由调制带来谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。为了克服上述缺陷，可以采用分段同步调制办法。3、分段同步调制把fr范畴划提成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。

14、在fr高频段采用较低N，使载波频率不致过高，在fr低频段采用较高N，使载波频率不致过低。图6-11，分段同步调制一例。为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换办法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者长处结合起来，和分段同步方式效果接近。图6-10 同步调制三相PWM波形图6-11 分段同步调制方式举例（3） 规则采样法按SPWM基本原理，自然采样法中规定解复杂超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。规则采样法特点：工程实用办法，效果接近自然采样法，计算量小得多。规则采样法原理：图6-12，三角波

15、两个正峰值之间为一种采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重叠。规则采样法使两者重叠，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件通断，脉冲宽度 和用自然采样法得到脉冲宽度非常接近。图6-12 规则采样法规则采样法计算公式推导：正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0a1；r为信号波角频率。从图6-12因而可得： (6-6)三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 (6-7)三相桥逆变电路状况：普通三相三角波载波公用，三相调制波相位依次差120，同一三角波周期内三相脉

16、宽分别为U、V和W，脉冲两边间隙宽度分别为u、v和w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式(6-6)得 (6-8)由式(6-7)得： (6-9)故由式（6-8）可得： (6-10)故由式（6-9）可得： (6-11)运用以上两式可简化三相SPWM波计算（4）PWM逆变电路谐波分析使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波关于谐波分量。谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能重要指标之一。分析双极性SPWM波形：同步调制可当作异步调制特殊状况，只分析异步调制方式。分析办法：不同信号波周期PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基本，再运用贝塞尔函数推导出PWM波傅里叶级数表达式，

17、分析过程相称复杂，结论却简朴而直观。1、单相分析成果：不同调制度a时单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压频谱图如图6-13所示。其中所包括谐波角频率为 式中，n1，3，5，时，k=0，2，4，；n=2，4，6，时，k=1，3，5，。可以看出，PWM波中不含低次谐波，只具有角频率为c，及其附近谐波，以及2c、3c等及其附近谐波。在上述谐波中，幅值最高影响最大是角频率为c谐波分量。图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图2、三相分析成果：三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图如图6-14所示。在输出线电压中，所包括谐波角频率

18、为式中，n=1，3，5，时，k=3(2m-1)1，m=1，2，； 6m +1，m =0，1，；n =2，4，6，时，k = 6m -1，m =1，2，。和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一种较明显区别是载波角频率c整数倍谐波被消去了，谐波中幅值较高是c2r和2cr。图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图SPWM波中谐波重要是角频率为c、2c及其附近谐波，很容易滤除。当调制信号波不是正弦波时，谐波由两某些构成：一某些是对信号波自身进行谐波分析所得成果，另一某些是由于信号波对载波调制而产生谐波。后者谐波分布状况和SPWM波谐波分析一致。（5） 提高直流电压运用率和减少开关次数直流电压

19、运用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。提高直流电压运用率可提高逆变器输出能力；减少器件开关次数可以减少开关损耗；正弦波调制三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出相电压基波幅值为Ud2，输出线电压基波幅值为，即直流电压运用率仅为0.866。这个值是比较低，其因素是正弦调制信号幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件开通和关断都需要时间，如不采用其她办法，调制度不也许达到1。采用这种调制办法实际能得到直流电压运用率比0.866还要低。1、梯形波调制办法思路采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压运用率。当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含基波分量幅

20、值更大。梯形波调制办法原理及波形，见图6-15。梯形波形状用三角化率s =Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成三角形高。s =0时梯形波变为矩形波，s =1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波，PWM波含同样低次谐波，低次谐波（不涉及由载波引起谐波）产生波形畸变率为。图6-16， 和U1m /Ud随s 变化状况。图6-17，s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。s = 0.4时，谐波含量也较少， 约为3.6%，直流电压运用率为1.03，综合效果较好。图6-15 梯形波为调制信号PWM控制梯形波调制缺陷：输出波形中含5次、7

21、次等低次谐波。实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低次谐波；当正弦波调制不能满足输出电压规定期，改用梯形波调制，以提高直流电压运用率。 图6-16 s 变化时d 和直流电压运用率 图6-17 s 变化时各次谐波含量2、线电压控制方式（叠加3次谐波）对两个线电压进行控制，恰本地运用多余一种自由度来改进控制性能。目的使输出线电压不含低次谐波同步尽量提高直流电压运用率，并尽量减少器件开关次数。直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目的却是线电压。相对线电压控制方式，控制目的为相电压时称为相电压控制方式。在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中

22、也含3次谐波，且三相三次谐波相位相似。合成线电压时，3次谐波互相抵消，线电压为正弦波。如图6-18所示。鞍形波基波分量幅值大。除叠加3次谐波外，还可叠加其她3倍频信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。图6-18 叠加3次谐波调制信号3、线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）：叠加up，既包括3倍次谐波，也包括直流分量，up大小随正弦信号大小而变化。设三角波载波幅值为1，三相调制信号正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令：(6-12)则三相调制信号分别为 (6-13) 图6-19 线电压控制方式举例无论urU1、urV1和urW1幅值大小，urU、urV、urW总有1/3周期值和三

23、角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1相进行控制，只对其她两相进行控制，因而，这种控制方式也称为两相控制方式。长处：（1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压运用率提高（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式（6） PWM逆变电路多重化和普通逆变电路同样，大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术。采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波，因而，在构成PWM多重化逆变电路时，普通不再以减少低次谐波为目，而是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减少和载波关于谐波分量。PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式，运用

24、电抗器联接实现二重PWM逆变电路例子如图6-20所示。电路输出从电抗器中心抽头处引出，图中两个逆变电路单元载波信号互相错开180，所得到输出电压波形如图6-21所示。图中，输出端相对于直流电源中点电压，已变为单极性PWM波了。输出线电压共有0、（1/2）Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。 普通多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率，因而需要电抗器较大。而在多重PWM型逆变电路中，电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，因而只要很小电抗器就可以了。二重化后，输出电压中所含谐波角频率仍可表达为，但其中当n奇数时谐波已所有被除去，谐波最低频率在附近，相称于电路等效载波频率

25、提高了一倍。图6-20 二重PWM型逆变电路图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，很小。输出电压所含谐波角频率仍可表达为nwc+kwr，但其中n为奇数时谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相称于电路等效载波频率提高一倍。3 PWM跟踪控制技术PWM波形生成第三种办法跟踪控制办法。把但愿输出波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者瞬时值比较来决定逆变电路各器件通断，使实际输出跟踪指令信号变化，惯用有滞环比较方式和三角波比较方式。（1）滞环比较方式1、电流跟踪控制基本原理：把指令电流i*和实际输出电流i偏差i*-i作为滞环比较器输

26、入，比较器输出控制器件V1和V2通断。V1（或VD1）通时，i增大，V2（或VD2）通时，i减小。通过环宽为2DI滞环比较器控制，i就在i*+DI和i*-DI范畴内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。滞环环宽对跟踪性能影响：环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高。电抗器L作用：L大时，i变化率小，跟踪慢。L小时，i变化率大，开关频率过高。图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例图6-23 滞环比较方式指令电流和输出电流三相状况：图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形采用滞环比较方式电流跟踪型PWM变流电路有如下特点

27、（1）硬件电路简朴（2）实时控制，电流响应快（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率谐波（4）和计算法及调制法相比，相似开关频率时输出电流中高次谐波含量多（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路共同特点2、电压跟踪控制采用滞环比较方式实现电压跟踪控制。如图6-26所示。把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中谐波，滤波器输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关通断，从而实现电压跟踪控制。和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈从电流变为电压。输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必要用恰当滤波器滤除。图6-26 电压跟踪控制电路举例u*=0时，输出u为频率较高矩形波，相称于一种自励

28、振荡电路。u*为直流时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽矩形波。u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生高次谐波后，所得波形就几乎和u* 相似，从而实现电压跟踪控制。（2）三角波比较方式基本原理：不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是闭环控制。把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波进行比较，产生PWM波形。放大器A普通具备比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路特点：开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计

29、以便；为改进输出电压波形，三角波载波惯用三相；和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流谐波少。定期比较方式：不用滞环比较器，而是设立一种固定期钟。以固定采样周期对指令信号和被控量采样，按偏差极性来控制开关器件通断。在时钟信号到来时刻，如i i*，令V1断，V2通，使i减小。每个采样时刻控制作用都使实际电流与指令电流误差减小。采用定期比较方式时，器件最高开关频率为时钟频率1/2，和滞环比较方式相比，电流误差没有一定环宽，控制精度低某些。4 PWM整流电路及其控制办法实用整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且谐波分量大，因而功率因数很低。二极管整流电

30、路：虽位移因数接近1，但输入电流谐波很大，因此功率因数也很低。把逆变电路中SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。可使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率因数变流器，或高功率因数整流器。（1）PWM整流电路工作原理PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，当前电压型较多1、单相PWM整流电路图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路。半桥电路直流侧电容必要由两个电容串联，其中点和交流电源连接。全桥电路直流侧电容只要一种就可以。交流侧电感Ls涉及外接电抗器电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必要。图6-28 单相PWM整流电路a

31、) 单相半桥电路 b) 单相全桥电路单相全桥PWM整流电路工作原理：正弦信号波和三角波相比较办法对V1V4进行SPWM控制，就可在交流输入端AB产生SPWM波uAB。uAB中具有和信号波同频率且幅值成比例基波、和载波关于高频谐波，不含低次谐波。由于Ls滤波作用，谐波电压只使is产生很小脉动。当信号波频率和电源频率相似时，is也为与电源频率相似正弦波。us一定期，is幅值和相位仅由uAB中基波uABf幅值及其与us相位差决定。变化uABf幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或is与us相位差为所需角度。相量图（图6-29）a：滞后相角，Is和Us同相，整流状态，功率因数为1

32、，PWM整流电路最基本工作状态b：超前相角，Is和Us反相，逆变状态，阐明PWM整流电路可实现能量正反两方向流动，这一特点对于需再生制动交流电动机调速系统很重要。c：滞后相角，Is超前Us90，电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发送器（Static Var GeneratorSVG）d：通过对幅值和相位控制，可以使Is比Us超前或滞后任一角度。图6-29 PWM整流电路运营方式相量图a)整流运营 b)逆变运营 c)无功补偿运营 d) 超前角为对单相全桥PWM整流电路工作原理进一步阐明整流状态下，us 0时，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分别构成两个

33、升压斩波电路，以（V2、VD4、VD1、Ls）为例。V2通时，us通过V2、VD4向Ls储能。V2关断时，Ls中储能通过VD1、VD4向C充电。us 0时，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分别构成两个升压斩波电路。由于是按升压斩波电路工作，如控制不当，直流侧电容电压也许比交流电压峰值高出许多倍，对器件形成威胁。另一方面，如直流侧电压过低，例如低于us峰值，则uAB中就得不到图6-29a中所需足够高基波电压幅值，或uAB中具有较大低次谐波，这样就不能按需要控制is，is波形会畸变。可见，电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高

34、调节，如要向低调节就会使性能恶化，以至不能工作。2、三相PWM整流电路图6-30，三相桥式PWM整流电路最基本PWM整流电路之一，应用最广。工作原理和前述单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相进行SPWM控制，在交流输入端A、B和C可得SPWM电压，按图6-29a相量图控制，可使ia、ib、ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1。和单相相似，该电路也可工作在逆变运营状态及图c或d状态。（2）PWM整流电路控制办法有各种控制办法，依照有无引入电流反馈可分为两种：没有引入交流电流反馈间接电流控制；引入交流电流反馈直接电流控制。1、间接电流控制间接电流控制也称为相位和幅值控制。按图6-29a（逆

35、变时为图6-29b）相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1控制效果。图6-31，间接电流控制系统构造图。图中PWM整流电路为图6-30三相桥式电路。控制系统闭环是整流器直流侧电压控制环。控制原理：和实际直流电压ud比较后送入PI调节器，PI调节器输出为始终流电流信号id，id大小和交流输入电流幅值成正比。稳态时，ud= ，PI调节器输入为零，PI调节器输出id和负载电流大小相应，也和交流输入电流幅值相应。负载电流增大时，C放电而使ud下降，PI输入端正偏差，使其输出id增大，进而使交流输入电流增大，也使ud回升。达到新稳态时，ud和 相等，id为新较

36、大值，与较大负载电流和较大交流输入电流相应。负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。从整流运营向逆变运营转换一方面负载电流反向而向C充电，ud抬高，PI调节器负偏差，id减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位反相，实现逆变运营。稳态时，ud和 依然相等，PI调节器输入恢复到零，id为负值，并与逆变电流大小相应。控制系统中别的某些工作原理上面乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位正弦信号，再乘以电阻R，得到各相电流在Rs上压降uRa、uRb和uRc下面乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前/2余弦信号，再乘以电感L感抗，得到各相电流在电感Ls上压降uLa、uLb和uL

37、c。各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得输入电流在电阻R和电感L上压降，就可得到所需要交流输入端各相相电压uA、uB和uC信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号去控制整流桥，就可以得到需要控制效果。存在问题：在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs，当Ls和Rs运算值和实际值有误差时，会影响到控制效果；基于系统静态模型设计，动态特性较差；应用较少。2、直接电流控制通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流直接控制而使其跟踪指令电流值，因而称为直接电流控制。有不同电流跟踪控制办法，图6-32，一种最惯用采用电流滞环比较方式控制系统构造图。控制系统构

38、成双闭环控制系统，外环是直流电压控制环，内环是交流电流控制环外环构造、工作原理和图6-31间接电流控制系统相似。外环PI输出为id，id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位正弦信号，得到三相交流电流正弦指令信号 ， 和 ， 和 分别和各自电源电压同相位，其幅值和反映负载电流大小直流信号id成正比，指令信号和实际交流电流信号比较后，通过滞环对器件进行控制，便可使实际交流输入电流跟踪指令值。长处：控制系统构造简朴，电流响应速度快，系统鲁棒性好；获得了较多应用。本章小结a、PWM控制技术地位PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛应用，并对电力电子技术产生了十分深远影响一项技术。b、器件与PWM技术关

39、系IGBT、电力MOSFET等为代表全控型器件给PWM控制技术提供了强大物质基本。c、PWM控制技术用于直流斩波电路直流斩波电路事实上就是直流PWM电路，是PWM控制技术应用较早也成熟较早一类电路，应用于直流电动机调速系统构成广泛应用直流脉宽调速系统。d、PWM控制技术用于交流交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是PWM控制技术在此类电路中应用代表,当前应用都还不多,但矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好发展前景.e、PWM控制技术用于逆变电路PWM控制技术在逆变电路中应用最具代表性。正是由于在逆变电路中广泛而成功应用，奠定了PWM控制技术在电力电子技术中突出地位。除功率很大

40、外，不用PWM控制逆变电路已十分少见。第5章因尚未涉及PWM控制技术，因而对逆变电路简介是不完整。学完本章才干对逆变电路有较完整结识。f、PWM控制技术用于整流电路PWM控制技术用于整流电路即构成PWM整流电路。可当作逆变电路中PWM技术向整流电路延伸。PWM整流电路已获得了某些应用，并有良好应用前景。PWM整流电路作为对第2章补充，可使咱们对整流电路有更全面结识。g、PWM控制技术与相位控制技术以第2章相控整流电路和第4章交流调压电路为代表相位控制技术至今在电力电子电路中仍占据着重要地位。以PWM控制技术为代表斩波控制技术正在越来越占据着主导地位，分别简称相控和斩控。把两种技术对照学习，对电力电子电路控制技术会有更明晰结识。